Включение в сеть переменного тока нелинейных нагрузок, например, светильников с газоразрядными лампами, управляемых электродвигателей, источников электропитания с емкостным фильтром и т.д. приводит к тому, что потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный характер с высоким процентом содержания высоких гармоник, из-за которых могут возникать проблемы электромагнитной совместимости при работе различного оборудования. Коэффициент мощности при этом не превышает 0,7.
Стандартом VDE0712 были введены требования к потребителям электрической энергии по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности [1]. Стоит отметить, что нормы распространялись только на осветительное оборудование мощностью более 25Вт. В 1982 году европейским стандартом IEC555 были введены более жесткие ограничения, и действие стандарта распространилось также и на системы электропитания мощностью более 165 Вт [2]. В настоящее время стандарт МЭК IEC 1000-3-2 определяет нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования [3]. Постепенное ужесточение требований к потребителям электрической энергии вызвало необходимость принятия специальных мер и подтолкнуло разработчиков оборудования к проработке различных вариантов схем, обеспечивающих повышение коэффициента мощности. В 80-х годах прошлого века за рубежом активно начали использоваться микросхемы разных фирм производителей, которые позволили создать простые корректоры коэффициента мощности для выпрямительных устройств и электронных балластов. В Советском Союзе, а позднее и в Российской Федерации подобных ограничений к потребителям электроэнергии не вводилось. Возможно, по этой причине, вопросам повышения коэффициента мощности не уделялось достаточного внимания в технической литературе, а элементная база для схем коррекции, например - микросхемы управления, уступали зарубежным аналогам. В последние годы ситуация несколько изменилась, во многом благодаря наличию импортных электронных компонентов, применение которых позволяет создавать схемы активных корректоров надежных в работе и недорогих по стоимости.
Как правило, на входе источника питания или электронного балласта установлен мостовой выпрямитель и фильтрующий конденсатор. Как видно на рис. 1в, ток из сети потребляется во время t1-t2, когда выпрямленное напряжение сети превышает напряжение на конденсаторе. Коэффициент мощности (отношение активной составляющей мощности к полной мощности) для схемы, представленной на рис. 1а, находится в пределах 0,5 - 0,7 и зависит от величины ёмкости конденсатора и сопротивления нагрузки [4]. Увеличение мощности нагрузки приводит к возрастанию пульсации на конденсаторе фильтра, которая для электролитических конденсаторов не должна превышать допустимых значений, как правило, несколько вольт.



Рис.1 Однофазный выпрямитель со сглаживающей емкостью (а),
с L-C фильтром (б);
форма напряжения и тока (в):
1 - напряжение на емкости, 2 - выпрямленное напряжение, 3 - ток нагрузки.
Использование LC-фильтра для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения, как показано на рис. 1б, можно назвать методом пассивной коррекции коэффициента мощности. Форма входного тока зависит от величины индуктивности дросселя и ёмкости конденсатора фильтра. Так как частота питающей сети 50Гц элементы фильтра будут иметь большие размеры, что ухудшает массо-габаритные показатели устройства. Коэффициент мощности при этом находится в пределах 0,7 - 0,85. Необходимо заметить, что применение индуктивности приводит к перенапряжениям, возникающим на выходной ёмкости и на дросселе фильтра при скачкообразных изменениях тока нагрузки.
Методы активной коррекции коэффициента мощности можно условно разделить по частоте преобразования на низкочастотный и на высокочастотный [5,6].
На рис. 2а представлена схема низкочастотного корректора коэффициента мощности (ККМ), работающего на частоте 100Гц. Принцип работы заключается в следующем. При положительной полуволне в момент перехода сетевого напряжения через ноль открывается на 1-2 мс транзистор VT1, ток протекает через обмотку дросселя и диоды VD3, VD8. При выключении транзистора VT1 энергия, накопленная в дросселе, передается в конденсатор фильтра и нагрузку через диоды VD1, VD6. При отрицательной полуволне процесс повторяется, только токи проходят через другие пары диодов. В качестве нагрузки подключается DC-DC преобразователь, который обеспечивает нужное напряжение. В результате применения низкочастотного корректора форма тока потребляемого из сети имеет псевдосинусоидальный характер с низкими гармоническими составляющими (рис. 2б), коэффициент мощности при полной нагрузке от 0,96 до 0,98. Достоинствами представленной схемы являются низкие потери, возможность использования низкочастотных компонентов, обладающих высокой надежностью и низкой стоимостью. К недостаткам можно отнести большие габариты и массу.




Рис.2. Низкочастотный ККМ (а), форма напряжения и тока (б):
1 - напряжение сети, 2 - ток, потребляемый из сети.
Для уменьшения размеров элементов фильтра необходимо увеличить частоту преобразования. В большинстве случаев буферные устройства, включенные между сетевым выпрямителем и выходным преобразователем, работающие на частоте от 20 до 100кГц и формирующие синусоидальный входной ток, выполнены по схеме повышающего преобразователя, представленной на рисунке 3а. Необходимо заметить, что в технической литературе приводились примеры разных вариантов включения дросселя и силовых ключей, некоторые из которых представлены на рис. 3 а-г.





Рис.3 Варианты схемного исполнения высокочастотных ККМ.
Схема на рис.3а - классический вариант высокочастотного ККМ на основе повышающего преобразователя, с дросселем L1, включенным после выпрямителя.
Схемы на рис.3 б-г содержат дроссель L1, включенный в цепь переменного тока 50 Гц до выпрямителя. Схема на рис.3б является разновидностью схемы на рис.2а и отличается не только высокочастотным способом управления, но и совмещенными силовыми диодами выпрямителей цепей нагрузки и силового транзистора ККМ. Схема на рис.3в отличается от схемы 3б меньшим количеством силовых диодов за счет использования двух силовых транзисторов ККМ, поочередно работающих на каждом полупериоде сетевого напряжения. Схема на рис.3г - аналог по алгоритму работы схеме 3а, однако имеет дроссель, вынесенный в цепь переменного тока.
Методы управления силовыми транзисторами в представленных схемах могут быть различными. Например, для формирования кривой входного тока можно использовать датчик тока дросселя и датчик выпрямленного сетевого напряжения. Силовой транзистор открывается при нуле тока дросселя, а закрывается при равенстве выходных сигналов датчика тока и датчика напряжения. Форма тока в каждом цикле (рис.4а) имеет треугольную форму, а его среднее значение пропорционально среднему выпрямленному напряжению. Частота переключения силового транзистора в данном случае изменяется в зависимости от тока нагрузки и сетевого напряжения, что делает невозможным синхронизацию работы корректора коэффициента мощности (ККМ) и DC-DC преобразователя, подключенного на его выходе.
Для устранения зависимости выходного напряжения от тока нагрузки в схему вводят узел умножителя сигналов с датчиков входного и выходного напряжения. Рассмотренный метод управления транзисторами ключа может быть довольно просто реализован с помощью существующих контроллеров, например TDA4862. Данная микросхема довольно широко применялась для коррекции коэффициента мощности в схемах электронных балластов и блоках питания мощностью до 100 Вт.
В настоящее время существует большое семейство микросхем управления для построения схем корректоров, работающих на постоянной частоте [7,8]. Для формирования кривой входного тока в этом случае используется более сложная структура. Форма тока, потребляемая из сети, представлена на рис. 4б.



а) б)
Рис.4 Формы напряжения и тока в высокочастотных ККМ:
а) с переменной частотой коммутации,
б) с постоянной частотой коммутации.
В структурах однофазных источников бесперебойного питания переменного тока (UPS) широкое применение нашла полумостовая схема инвертора, содержащая в качестве одного из плечей два последовательно включенных конденсатора. Напряжение на каждом конденсаторе поддерживается стабильным в пределах ±400 В за счет высокочастотного ШИМ управления силового транзистора ККМ с постоянной частотой коммутации 10...20 кГц.
На рис.5 приведены схемы высокочастотных ККМ с дифференциальным выходом. Схема на рис.5а содержит один дроссель L1 и один силовой транзистор VT1 и используется в UPS с двойным преобразованием энергии мощностью до 2 - 3 кВА.
При мощностях более 3 кВА в качестве ККМ используются два однотактные повышающие преобразователи (бустеры) на силовых транзисторах VT1, VT2 (рис.5б). Транзисторы управляются высокочастотными ШИМ сигналами независимо, каждый в соответствующий полупериод сетевого напряжения. Такая схема содержит два дросселя L1, L2 , однако за счет снижения количества силовых диодов снижаются потери мощности в ККМ.






Рис. 5 ККМ с дифференциальным выходом:
с одним дросселем (а),
с двумя дросселями (б).
Многие фирмы (Micro Linear, UNITRODE и другие) выпускают руководства по применению, включающие методики для расчета схем корректоров коэффициента мощности для конкретных микросхем, рекомендации по выбору компонентов и особенностям их использования. На российском рынке появляются новые контроллеры, позволяющие создавать более надежные и дешевые источники питания с высоким коэффициентом мощности. В качестве примера можно привести микросхемы, объединяющие в одном корпусе корректор и ШИМ-контроллер для получения законченного источника питания, микросхемы, управляющие силовыми транзисторами корректора и обеспечивающие "мягкое" переключение последних, что позволяет увеличить частоту преобразования до сотен килогерц [8]. Более подробный обзор существующих контроллеров заслуживает отдельного рассмотрения.